70 MHz PA Dansk

Denne artikel blev først bragt i det danske radioamatør tidsskrift "OZ" i November 2009

25W + 150W 70 MHz PA.

Af Thomas Gosvig OZ1JTE, 2750 Ballerup.

Effekt behovet.

Da jeg en dag fik min gamle 50 MHz transverter retur, efter at have været udlånt i flere år, så syntes jeg at det var synd hvis den bare skulle stå og støve til på en hylde. Teknologien havde jo i de senere år overhalet behovet for en 6m transverter, da næsten alle HF stationer i dag har 6m med.

Men da flere i EDR Ballerup var blevet QRV på 4m, så var der her en god mulighed for at ombygge min gamle trofaste OE9PMJ transverter til dette nye bånd, så også jeg kunne blive QRV på 70 MHz.

Transverteren blev hurtigt bygget om, og efter et par nye spoledåser var trillet, og et nyt X-tal isat, så var jeg i gang på 70 MHz. Desværre var udgangseffekten fra transverteren kun 100mW, så derfor besluttede jeg at bygge lidt videre.

Projektet.

Selve ideen var at bygge et PA trin med de ”forhåndenværende søm”, og jeg startede med at kikke i skufferne for at få et overblik over hvad der var realistisk.

De transistorer som jeg havde liggende blev fundet frem, og et par yderligere designkrav blev opsat.

Jeg valgte 24V som forsyningsspænding, og da effektgrænsen på designtidspunktet på 70 MHz var 25W, så ville jeg dele projektet i 2. Første trin skulle designes til at afgive 25W, og et efterfølgende trin på 120-150W, skulle så kunne monteres når effektgrænsen en dag blev hævet på dette bånd.

Et lavpas filter var selvfølgelig en nødvendighed, og en simpel SWR beskyttelse blev der også plads til.

Fig 9 Diagram af de første 25 W med retningskobler og lavpasfilter


Fig 2 Print klar til montering	Fig 6 Lavpasfilter

De første 25W blev realiseret vha. 3 trin. En 2N3866 der kunne give det første afsæt for at føde en BLV20, for derefter at få det sidste skub af en BLW50F. Sidstnævnte er en 48V transistor, men da jeg før har haft gode resultater med disse transistorer på lavere spænding, så valgte jeg alligevel denne type(Litt. 1). Det viste sig da også at de ønskede 25W nemt kunne nås, med ovenstående 3 trins raket. Diagrammet kan ses i figur 9.

Da der er en klar sammenhæng imellem intermodulation forvrængning i de første trin i sådan en kæde, og den endelig IMD efter det sidste trin, så ville jeg sikre mig en god linearitet i de første 2 trin ved at køre dem i klasse A. Selv i det sidste af de 3 trin er der god plads til en højere hvilestøm for at holde IMD’en nede.

Denne 3 trins raket kan bruges direkte efter de fleste lowpower transvertere, og med mine 100mW styring kunne jeg nemt hente 35W ud ved 24V. Attenuator potentiometeret blev sat til ca. 24 dB forstærkning, og derved til 25W output.

Herefter kunne lavpas filteret umiddelbart monteres, og systemet kunne herefter sættes i drift.

For de lidt mere ambitiøse, kunne man dog også gå et skridt videre.

Fig 10 Diagram af 150W output PA


Fig. 5 Klargøring til udgangstrafo	Fig 3 Første PA og retningskobler

Trin 2.

De 25W føles måske ikke af så meget, og for dem der gerne vil lidt mere, og i øvrigt være klar, hvis effektgrænsen en dag bliver hævet på 70 MHz, så er her ideen til at give vores 25W et yderligere løft til omkring 120W.

Dette PA modul består af et traditionelt push-pull trin, der hæver effekten ca. 7 dB.

Her har jeg igen valgt 2 stk. 48V transistorer som kun får 24V, og selv om det ikke er det bedste valg for at sikre et godt gain, så giver det et stabilt og robust trin. Se i øvrigt diagrammet i figur 10.

Ovenstående i kombination med at det var den type transistorer der lå i skuffen, så faldt valget altså på 2 stk. SD1731 eller TH562.

Med en hvilestrøm på omkring 200mA pr. transistor, vil trinnet køre lineært i klasse AB.

Mange andre transistorer ville kunne erstatte denne type, med forholdsvis små ændringer til følge, på PA modulet.

Indgangstransformatoren som er viklet i forholdet 3:1 er lavet som en åben transformator og er ikke speciel velegnet til denne frekvens, men da jeg havde råd til lidt tab her, så var jeg rimelig ukritisk ved dette valg. Viklemetoden er den traditionelle HF metode, med 3 primær viklinger lagt ind i den sekundære, som består af en enkelt vikling flettet skærm.

Anderledes opmærksom var jeg ved designet af udgangstransformatoren, som blev viklet i forholdet 1:2.

Her valgte jeg en type der var viklet vha. RG-316 coaxial kabel, som sikrer en bedre, og mere tæt transformator. Den tættere kobling i transformatoren giver, måske ikke ideelle, men udmærkede egenskaber på 70 MHz. 2 stk. transformatorer, ryg mod ryg, målte jeg til at have et tab på 1 dB, dvs. 0,5 dB pr. stk. Selvfølgelig er det vigtigt at transformatorerne bliver frekvenskompenseret vha. kondensatorer på ind og udgange.(Litt. 2).

Ferriten jeg har brugt er med en permabilitet omkring 100, og i en størrelse til at håndtere effekten.

Se i øvrigt styklisten. På figur 5 kan man se ideen med viklemetoden, hvor det hele loddes sammen efter selve viklingen.


Fig. 7 Output PA	Fig. 4 Output PA og relæ i baggrunden

Lavpas filter.

Selv om et Push-pull trin har en god undertrykkelse af 2. harmonisk, så slipper vi ikke for at afslutte med et lavpas filter. Med et målt tab på omkring 0,25 dB er dette filter, der er designet som et elliptic filter med 2 stop bånd, et passende valg.

På lavpas filter printet er der også lavet et simpelt PTT kredsløb med mulighed for en ”nedlukning” ved en fejl, som eks. vis højt SWR, eller lignende.

Der er ikke lavet en decideret sequencer til PTT styringen, som systemet måske havde fortjent, ligesom ”nedluknings proceduren” er lidt brutal, da jeg bare fjerner de 24V til de første trin, når SCR’en trigger, som følge af en fejl.

Triggerspændingen kommer i mit tilfælde fra en ”return” port på en simpel retningskobler, der er udført af et passende stykke RG-213, hvor jeg har syret 2 ledninger under skærmen over en afstand på ca. 40mm.

I den ene ende på hver tråd er monteret en 47 ohms modstand, og i den anden ende et par detektor dioder og 10nF.

Disse 2 koblere er så vendt hver sin vej, og giver derved hhv. en ”forward” spænding til et lille meter monteret på forpladen, og en ”return” spænding til vores beskyttelses kredsløb.

I mit tilfælde giver kombinationen af 70 MHz og den korte afstand på 40mm til at koble på, kun lige netop spænding nok ud af retningskobleren, til at trigge nødbremsen ved et SWR på ca. 1:2,5.

Ved højere spænding ud af en retningskobler, kan triggerpunktet fastlægges med hhv. R19 og R20.

Se figur 3 hvor retningskobleren kan skimtes i baggrunden

Opbygningen.

Med en egnet køleprofil burde opbygningen ikke volde de store problemer. Jeg har vagt at lægge et lille ”tag” hen over udgangstransistorerne, som er lavet af noget hvidblik, og ellers stelle flangerne på transistorerne direkte til printets stelflade vha. en loddeflig. Figur 7 burde vise dette. Husk godt med stelgennemføringer rundt omkring på printet, og i særdeleshed omkring udgangstransistorerne.

Ellers håber jeg at billederne afslører det meste. Som man kan fornemme er komponenterne en blanding af SMD og leadede komponenter. Tjek med komponentudlæg og stykliste for præcisering.

Detektordioderne og tilhørende komponenterne, har jeg monteret direkte på det stykke RG-213 som udgør retningskobleren som tidligere beskrevet.

Ud over de ting som er beskrevet i diagrammerne, har jeg monteret et 24V relæ parallelt med antennerelæet, som vha. et kontaktsæt forsyner det første trin med 24V, samtidig med bias forsyningen til output trinnet ved PTT.

Dette er gjort for at kunne udføre den føromtalte nedlukning som følge af en fejl.

En bedre løsning ville have været at udkoble et indgangsrelæ, men da dette PA trin ikke har noget antennerelæ i indgangen, har jeg valgt at gøre det på ovenstående måde.

Som man kan se på diagrammet af det første trin, så kan der monteres komponenter til en bias forsyning til en FET transistor. Dette er gjort for at gøre trinnet lidt mere fleksibelt, og fordi jeg selv overvejede at montere en BLF246 VHF Power MOS transistor, hvis jeg fik brug for et højere gain.

Nogen vil måske rynke lidt på næsen af mit valg af antennerelæ, men det viste sig at return loss var ganske godt på 70 MHz, da jeg monterede relæet liggende på et prints stelflade.

Printudlæggene er forsynet med kaldesignal, så du kan se orienteringen når du fremstiller printene, og komponentudlæggene giver printstørrelse og øvrige tilslutninger.

Resultater.

Under test af projektet, stod det hurtigt klart at den lave spænding på 24V ikke gav meget sus i sejlene på de TH562 transistorer jeg havde brugt i udgangen.

Ca. 5,8 dB var hvad jeg kunne hente ud af dem.

Men da selv en lille spænding forøgelse gav en mærkbar forbedring af gainet, så valgte jeg at hæve spændingen til 28V på trinnet.

Dette er helt problemløst og giver bare lidt mere liv. Efter spændingsfaldet på tilledningerne var trukket fra, havde jeg alligevel kun 26,6V på kollekterne(tynde testledninger). Dette gav så en udgangseffekt på 120 Watt ved 25 Watt ind. Altså nu et gain på 6,8 dB inkl. tab i lavpasfilteret.

Trinnet kan snildt give mere effekt fra sig hvis inputtet forøges, men her er effektgrænsen så begrænset af udgangstransformatoren som jo kun er med forholdet 1:2 i kombinationen med 24V.

Jeg satte udgangseffekten til 120 Watt og her trækker udgangstrinnet 7 Amp. En virkningsgrad på 64 %. Hele trinnet trækker ca. 9,1 Amp.

Da udgangstransistorerne er 220W typer, så kan de modige jo forsøge med en højere spænding plus et par andre små tricks. En anden mulighed er at montere 24V transistorer i stil med BLW77 eller BLW97 og så en 1:3 udgangstrafo.

Så skulle der nok kunne hentes en del flere watt ud af trinnet.

En mere teoretisk gennemgang af de forskellige komponenters funktion kan blandt andet ses i Litt1.

Efterskrift.

Projektet havde måske nok fortjent en rigtig sequencer, og en mere kontrolleret nødbremse funktion netop via denne sequencer, og ikke mindst et rigtigt coaxial relæ.

Men ikke desto mindre, har trinnet kørt fuldstændig gnidningsløst siden opbygningen, så det bliver det forhåbentlig ved med.

Litteraturliste:

1. OZ1JTE Thomas ”QRP Booster” ”OZ” nr. 4 2007.

2. OZ7TA Jørgens “Bredbånds HF PA-trin med transistorer” “OZ” Temahæfte 1990.